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      愛浦工程師讀《精通開關電源》后留下的總結和疑問(4)

      發布時間: 2018/7/17 8:59:06 | 1172 次閱讀

      離線式變換器設計與磁學技術

      3.1 反激變換器磁學技術

      BUCK電路中輸入電源能量在開關管導通時間內同時傳遞到電感和輸出端,而BOOST電路在開關時間內吧儲存在電感中的能量和輸入電源能量傳遞到輸出端。

      ‘開關節點’稱為電感電流的轉向點。

      開關導通期間,側決定所偶繞組的電壓,而開關截止期間,各繞組電壓由二次側決定。

      反激變壓器側和二次側繞組的電流關系式基于能量。

      已知電壓求二次電壓,需要除以匝數比,已知二次電壓求電壓,則需乘以匝比。電路計算規則則相反,已知電流求二次電流,需乘以匝數比。

      漏感是未能耦合到側電感部分,它不參與有效能量從輸入大輸出的傳遞。它是未能傳遞到二次側的電壓波形,只表現為開關關斷瞬間的電壓尖峰。

      3.1.5漏感

      漏感可看作與變壓器電感串聯的寄生電感。

      開關關斷時,電感所儲存的能量可沿續流桐廬傳遞,但漏感能量卻無傳遞通路,所以它就以高壓尖峰形式表現出來,二次側無此尖峰電壓,因漏感不適電感,而是未耦合到二次側的電感。

      常采用以下兩種處理方法:

      重新利用使其返回輸入電容。

      簡單地將其消耗。

      后者因簡單而廣泛應用,較普遍的是直接用齊納二極管鉗位。

      3.1.8 有效漏感電感測量

      漏感的測量時短接二次繞組兩端,再測量繞組兩端的電感。

      根據經驗法則,可用每英寸20nH進行計算。

      對于反激變換器輸入電容來說,電容值選擇一般取3uF/W

      對于反激變壓器電流密度一般取400cmil/A

      對于高頻時,考慮肌膚深度的時候,注意銅皮也要為肌膚深度的兩倍。

      3.2正激變換器磁學技術

      3.2.1 占空比

      因為正激變換器中輸出電感的設計步驟與BUCK電路相同,在Vinmax設計。

      正激變換器的二次繞組和繞組同時流過的電流,這使磁芯磁通幾乎完成抵消。

      磁芯中的所有參數如磁通,磁場,儲存的能量甚至是磁芯損耗,都僅由勵磁電流決定。

      勵磁電流與,二次匝數比無關-它僅存在于側。

      勵磁電流是變壓器中儲存能量的部分。

      磁復位繞組的匝數通常準確地等于繞組匝數。

      正激變換器的占空比都不能超過50%。

      由于這部分太難了,有點搞不清楚頭緒了,所以把重要的知識點先例出來,慢慢更新

      第五章 導通損耗和開關損耗

      開關損耗為開關器件從導通轉換為關斷時的所有損耗。開關頻率越高,開關每秒鐘轉換狀態的次數越多,因此開關損耗與開關頻率成正比。

      大部分電源分析中提到的‘負載’都是指晶體管的負載,而非DCDC變換器的負載。

      類似地,‘輸入電壓’指mosfet關斷時加在其兩端的電壓。

      5.2開關接感性負載

      當電流變化時,電壓保持不變,當電壓變化時,電流保持不變。這是電感負責的特性

      開關接感性負載時的損耗為接電阻性負載的三倍。

      5.3開關損耗和導通損耗

      開關盒二極管導通時的壓降多數情況下不是為零的

      導通損耗取決于占空比而與頻率無關。

      二極管導通損耗也是電源中另一主要導通損耗。

      減小導通損耗的方法是降低二極和開關管的正向導通壓降。

      但是,壓降非常低的肖特基二極管婁底阿牛較大,結電容很大,會產生更大的損耗。

      試圖降低MOSFET的通態電阻會影響其開關速度。

      5.4 建立MOSFET簡化模型以研究感性負載時的開關損耗

      MOSFET的漏極,原級,和柵極之間存在三個寄生電容。這些微小的極間電容是提高開關效率的關鍵。

      交疊損耗的原因在于開關狀態每次變換都不可避免地存在V-I交疊。

      電容值越大,沖放電時間久越長,交疊時間就會越長,結果冬至交疊損耗越大。

      人們關心的開關管關斷時兩端電壓,以及導通時流過的電流。

      MOSFET的漏極電壓與節點電壓有細微差別,兩者壓差為ILK兩端電壓。漏感

      5.5 變換系統中寄生電容的表示

      用直流驅動信號角度深入分析柵極,可以發現有效輸入充電電容是Cgs和Cgd的并聯。

      有效輸入電容Ciss

      輸出電容Coss

      反向傳輸電容Crss

      5.6門極開啟電壓

      邏輯電平MOSFET中Vt的典型值為1-3V。高電平MOSFET的Vt的典型值為3-5V。

      把流過MOSFET的電流超過1mA時的狀態定義為導通狀態。

      一般的,我們用柵荷系數來解釋什么是有效電容值。

      這個系數有效地說明了當電壓降低時電容值增加的事實。

      5.12對開關損耗而言的惡劣輸入電壓

      對BUCK變換器,損耗發生在Vinmax

      對BOOST變換器,損耗發生在Vinmin

      對BUCK-BOOST變換器,成0.5對稱分布。例如,D=0.6-0.8,去0.8(Vinmin)計算開關損耗。

      D=0.2-0.4,在0.2(即Vinmax)處計算開關損耗。

      第六章  印制電路板的布線

      6.1引言

      設計開關調整器PCB時,需知終產品的好壞完全取決于它的布線。

      電流模式控制芯片比電壓模式控制芯片布線靈敏度高很多。

      6.2布線分析

      開關轉換發生在導通到關斷瞬時,其持續時間一般小于100ns,但絕大數問題都發生在該時段。

      多數噪聲及其他相關問題發生在轉換瞬間。開關轉換時間越短,產生的問題越多。

      作為設計師首先應了解變換器主電路電流的流向,從而識別出PCB中有麻煩的‘關鍵的’走線。

      不可以用設計BUCK電路PCB的方法設計BUCK-boost電路PCB。

      6.3布線要點

      在開關轉換期間,某些走線(PCB上的覆銅線路)的電流會瞬間停止,而從另外一些走線電流同時瞬間導通。這些走線被認為是開關調整器PCB布線的‘關鍵走線’。

      V=L*DI/DT,L是PCB走線的寄生電感,每英寸走線的寄生電感約為20nH.

      噪聲尖峰一旦產生,不僅傳遞到輸入/輸出,而且滲透到IC控制單元,是控制功能失穩失常。

      MOSFET比BJT轉換速度更高。采用MOSFET開關的變換器將產生更惡劣的‘尖峰’。

      不應在關鍵走線的某處使用一段軟線接入電流探頭。

      注意對BUCK和BUCK-BOOST電路,輸入電容也處于關鍵路徑中。

      這意味著在這些拓撲中功率級需要有良好的輸入解耦裝置。

      控制電路本身需要良好的解耦裝置。為此,在緊鄰IC的地方接入衣蛾小容量陶瓷電容。

      對所有拓撲,電感均不處于關鍵路徑,因此不必過多擔心它的布線,至少從產生噪聲的觀點來看。彈藥考慮電感產生的電磁場,它會影響附近的電路及敏感走線,同樣會產生問題。

      特別要遠離反饋走線。

      對BOOST和BUCK-BOOST電路,輸出電容處于關鍵路徑,因此該電容和二極管應盡量靠近控制IC。

      對BUCK電路,若用一陶瓷電容與輸出電容并聯,則只是為進一步降低輸出高頻噪聲和輸出紋波。但改做法不可靠,特別對電壓控制模式,當輸出電容等效串聯電阻值變得太小時,可能造成環路嚴重不穩定。

      對所有拓撲,二極管處于關鍵路徑。

      事實上增加某些走線寬度對電路工作可能是不利的。

      任何帶有變動電壓的導體,不管它流過電流的大小,只要其尺寸足夠大就會形成E型天線。因此應該減小開關節點處的走線面積,而非增加它。

      允許大面積覆銅的電壓節點是接地點或外殼接地點。

      已知減小走線電感的方法是減小長度,而不是增加寬度。超過一定限度后再加寬走線并不能顯著減小電感。

      將兩條平行走線置于板子兩面相對位置,為加強互耦以消去磁場,這些走線應盡量寬些。

      應使反饋走線盡量短,并遠離噪聲或磁場源,絕不恩能夠將反饋走線置于電感,開關或二極管下方。

      IC內部每消耗1W,溫度升高30攝氏度。

      第七章 反饋環路分析及穩定性

      7.1傳遞函數,四件常數與強制函數

      對于輸入和輸出,可能它們其中的一端為公共端,稱這樣的網路為‘二端口網路’

      輸出電壓除以輸入電流,為電阻的阻抗。

      脈寬調制器(PWM),它的輸入時‘控制電壓’,輸出時占空比

      方程得常數項為強制函數。

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